定義
雙極型晶體管把輸入端電流的微小變化放大後，在輸出端輸出一個大的電流變化。雙極型晶體管的增益就定義為輸出輸入電流之比（beta）。另一種晶體管，叫做場效應管（FET），把輸入電壓的變化轉化為輸出電流的變化。FET的增益等于它的transconductance，定義為輸出電流的變化和輸入電壓變化之比。市面上常有的一般為N溝道和P溝道，詳情參考右側圖片（N溝道耗盡型MOS管）。而P溝道常見的為低壓Mos管。
場效應管的名字也來源于它的輸入端（稱為gate）通過投影一個電場在一個絕緣層上來影響流過晶體管的電流。事實上沒有電流流過這個絕緣體，所以FET管的GATE電流非常小。最普通的FET用一薄層二氧化矽來作為GATE極下的絕緣體。這種晶體管稱為金屬氧化物半導體(MOS)晶體管，或,金屬氧化物半導體場效應管（MOSFET）。因為MOS管更小更省電，所以他們已經在很多應用場合取代了雙極型晶體管。
詳細介紹
首先考察一個更簡單的器件——MOS電容——能更好的理解MOS管。這個器件有兩個電極，一個是金屬，另一個是extrinsic silicon（外在矽），他們之間由一薄層二氧化矽分隔開。金屬極就是GATE，而半導體端就是backgate或者body。他們之間的絕緣氧化層稱為gate dielectric（栅介質）。圖示中的器件有一個輕摻雜P型矽做成的backgate。這個MOS電容的電特性能通過把backgate接地，gate接不同的電壓來說明。MOS電容的GATE電位是0V。金屬GATE和半導體BACKGATE在WORK FUNCTION上的差異在電介質上産生了一個小電場。在器件中，這個電場使金屬極帶輕微的正電位，P型矽負電位。這個電場把矽中底層的電子吸引到表面來，它同時把空穴排斥出表面。這個電場太弱了，所以載流子濃度的變化非常小，對器件整體的特性影響也非常小。
當MOS電容的GATE相對于BACKGATE正偏置時發生的情況。穿過GATE DIELECTRIC的電場加強了，有更多的電子從襯底被拉了上來。同時，空穴被排斥出表面。随着GATE電壓的升高，會出現表面的電子比空穴多的情況。由于過剩的電子，矽表層看上去就像N型矽。摻雜極性的反轉被稱為inversion，反轉的矽層叫做channel。随着GATE電壓的持續不斷升高，越來越多的電子在表面積累，channel變成了強反轉。Channel形成時的電壓被稱為阈值電壓Vt。當GATE和BACKGATE之間的電壓差小于阈值電壓時，不會形成channel。當電壓差超過阈值電壓時，channel就出現了。
MOS電容：（A）未偏置（VBG=0V），（B）反轉（VBG=3V），（C）積累（VBG=-3V）。正是當MOS電容的GATE相對于backgate是負電壓時的情況。電場反轉，往表面吸引空穴排斥電子。矽表層看上去更重的摻雜了，這個器件被認為是處于accumulation狀态了。
MOS電容的特性能被用來形成MOS管。Gate，電介質和backgate保持原樣。在GATE的兩邊是兩個額外的選擇性摻雜的區域。其中一個稱為source，另一個稱為drain。假設source和backgate都接地，drain接正電壓。隻要GATE對BACKGATE的電壓仍舊小于阈值電壓，就不會形成channel。Drain和backgate之間的PN結反向偏置，所以隻有很小的電流從drain流向backgate。如果GATE電壓超過了阈值電壓，在GATE電介質下就出現了channel。這個channel就像一薄層短接drain和source的N型矽。由電子組成的電流從source通過channel流到drain。總的來說，隻有在gate對source電壓V超過阈值電壓Vt時，才會有drain電流。
在對稱的MOS管中，對source和drain的标注有一點任意性。定義上，載流子流出source，流入drain。因此Source和drain的身份就靠器件的偏置來決定了。有時晶體管上的偏置電壓是不定的，兩個引線端就會互相對換角色。這種情況下，電路設計師必須指定一個是drain另一個是source。
Source和drain不同摻雜不同幾何形狀的就是非對稱MOS管。制造非對稱晶體管有很多理由，但所有的最終結果都是一樣的。一個引線端被優化作為drain，另一個被優化作為source。如果drain和source對調，這個器件就不能正常工作了。
晶體管有N型channel所有它稱為N-channel MOS管，或NMOS。P-channel MOS（PMOS）管也存在，是一個由輕摻雜的N型BACKGATE和P型source和drain組成的PMOS管。如果這個晶體管的GATE相對于BACKGATE正向偏置，電子就被吸引到表面，空穴就被排斥出表面。矽的表面就積累，沒有channel形成。如果GATE相對于BACKGATE反向偏置，空穴被吸引到表面，channel形成了。因此PMOS管的阈值電壓是負值。由于NMOS管的阈值電壓是正的，PMOS的阈值電壓是負的，所以工程師們通常會去掉阈值電壓前面的符号。一個工程師可能說，“PMOS Vt從0.6V上升到0.7V”，實際上PMOS的Vt是從-0.6V下降到-0.7V。
主要參數
1、開啟電壓VT
開啟電壓（又稱阈值電壓）：使得源極S和漏極D之間開始形成導電溝道所需的栅極電壓；
标準的N溝道MOS管，VT約為3～6V；
通過工藝上的改進，可以使MOS管的VT值降到2～3V。
2、直流輸入電阻RGS
即在栅源極之間加的電壓與栅極電流之比，
這一特性有時以流過栅極的栅流表示，
MOS管的RGS可以很容易地超過1010Ω。
3、漏源擊穿電壓BVDS
在VGS=0（增強型）的條件下，在增加漏源電壓過程中使ID開始劇增時的VDS稱為漏源擊穿電壓BVDS，
ID劇增的原因有下列兩個方面：
（1）漏極附近耗盡層的雪崩擊穿
（2）漏源極間的穿通擊穿
有些MOS管中，其溝道長度較短，不斷增加VDS會使漏區的耗盡層一直擴展到源區，使溝道長度為零，即産生漏源間的穿通，穿通後，源區中的多數載流子，将直接受耗盡層電場的吸引，到達漏區，産生大的ID。
4、栅源擊穿電壓BVGS
在增加栅源電壓過程中，使栅極電流IG由零開始劇增時的VGS，稱為栅源擊穿電壓BVGS。
5、低頻跨導gm
在VDS為某一固定數值的條件下，漏極電流的微變量和引起這個變化的栅源電壓微變量之比稱為跨導，
gm反映了栅源電壓對漏極電流的控制能力，
是表征MOS管放大能力的一個重要參數，
一般在十分之幾至幾mA/V的範圍内。
6.導通電阻RON
導通電阻RON說明了VDS對ID的影響，是漏極特性某一點切線的斜率的倒數。
在飽和區，ID幾乎不随VDS改變，RON的數值很大，一般在幾十千歐到幾百千歐之間。
由于在數字電路中，MOS管導通時經常工作在VDS=0的狀态下，所以這時的導通電阻RON可用原點的RON來近似。
對一般的MOS管而言，RON的數值在幾百歐以内。
7.極間電容
三個電極之間都存在着極間電容：栅源電容CGS、栅漏電容CGD和漏源電容CDS
CGS和CGD約為1～3pF
CDS約在0.1～1pF之間。
8.低頻噪聲系數NF
噪聲是由管子内部載流子運動的不規則性所引起的，
由于它的存在，就使一個放大器即便在沒有信号輸人時，在輸出端也出現不規則的電壓或電流變化，
噪聲性能的大小通常用噪聲系數NF來表示，它的單位為分貝（dB），
這個數值越小，代表管子所産生的噪聲越小，
低頻噪聲系數是在低頻範圍内測出的噪聲系數，
場效應管的噪聲系數約為幾個分貝，它比雙極性三極管的要小。
發熱分析
做電源設計，或者做驅動方面的電路，難免要用到MOS管。MOS管有很多種類，也有很多作用。做電源或者驅動的使用，當然就是用它的開關作用。
無論N型或者P型MOS管，其工作原理本質是一樣的。MOS管是由加在輸入端栅極的電壓來控制輸出端漏極的電流。MOS管是壓控器件它通過加在栅極上的電壓控制器件的特性，不會發生像三極管做開關時的因基極電流引起的電荷存儲效應，因此在開關應用中，MOS管的開關速度應該比三極管快。
我們在開關電源中常用MOS管的漏極開路電路，如圖2漏極原封不動地接負載，叫開路漏極，開路漏極電路中不管負載接多高的電壓，都能夠接通和關斷負載電流。是理想的模拟開關器件。這就是MOS管做開關器件的原理。當然MOS管做開關使用的電路形式比較多了。
在開關電源應用方面，這種應用需要MOS管定期導通和關斷。比如，DC-DC電源中常用的基本降壓轉換器依賴兩個MOS管來執行開關功能，這些開關交替在電感裡存儲能量，然後把能量釋放給負載。我們常選擇數百kHz乃至1MHz以上的頻率，因為頻率越高，磁性元件可以更小更輕。在正常工作期間，MOS管隻相當于一個導體。因此，我們電路或者電源設計人員最關心的是MOS的最小傳導損耗。
我們經常看MOS管的PDF參數，MOS管制造商采用RDS（ON）參數來定義導通阻抗，對開關應用來說，RDS（ON）也是最重要的器件特性。數據手冊定義RDS（ON）與栅極（或驅動）電壓VGS以及流經開關的電流有關，但對于充分的栅極驅動，RDS(ON)是一個相對靜态參數。一直處于導通的MOS管很容易發熱。另外，慢慢升高的結溫也會導緻RDS(ON)的增加。MOS管數據手冊規定了熱阻抗參數，其定義為MOS管封裝的半導體結散熱能力。RθJC的最簡單的定義是結到管殼的熱阻抗。其發熱情況有：
- 電路設計的問題，就是讓MOS管工作在線性的工作狀态，而不是在開關狀态。這也是導緻MOS管發熱的一個原因。如果N-MOS做開關，G級電壓要比電源高幾V，才能完全導通，P-MOS則相反。沒有完全打開而壓降過大造成功率消耗，等效直流阻抗比較大，壓降增大，所以U*I也增大，損耗就意味着發熱。這是設計電路的最忌諱的錯誤。頻率太高，主要是有時過分追求體積，導緻頻率提高，MOS管上的損耗增大了，所以發熱也加大了。沒有做好足夠的散熱設計，電流太高，MOS管标稱的電流值，一般需要良好的散熱才能達到。所以ID小于最大電流，也可能發熱嚴重，需要足夠的輔助散熱片。MOS管的選型有誤，對功率判斷有誤，MOS管内阻沒有充分考慮，導緻開關阻抗增大。
常見型号
型号/電壓，電流/封裝
2N7000/60V，0.115A/TO-92
2N7002/60V，0.2A/SOT-23
IRF510A/100V，5.6A/TO-220
IRF520A/100V，9.2A/TO-220
IRF530A/100V，14A/TO-220
IRF540A/100V，28A/TO-220
IRF610A/200V，3.3A/TO-220
IRF620A/200V，5A/TO-220
IRF630A/200V，9A/TO-220
IRF634A/250V，8.1A/TO-220
IRF640A/200V，18A/TO-220
IRF644A/250V，14A/TO-220
IRF650A/200V，28A/TO-220
IRF654A/250V，21A/TO-220
IRF720A/400V，3.3A/TO-220
IRF730A/400V，5.5A/TO-220
IRF740A/400V，10A/TO-220
IRF750A/400V，15A/TO-220
IRF820A/500V，2.5A/TO-220
IRF830A/500V，4.5A/TO-220
IRF840A/500V，8A/TO-220
IRFP150A/100V，43A/TO-3P
IRFP250A/200V，32A/TO-3P
IRFP450A/500V，14A/TO-3P
IRFR024A/60V，15A/D-PAK
IRFR120A/100V，8.4A/D-PAK
IRFR214A/250V，2.2A/D-PAK
IRFR220A/200V，4.6A/D-PAK
IRFR224A/250V，3.8A/D-PAK
IRFR310A/400V，1.7A/D-PAKn
正确選擇的步驟
正确選擇MOS管是很重要的一個環節，MOS管選擇不好有可能影響到整個電路的效率和成本，了解不同的MOS管部件的細微差别及不同開關電路中的應力能夠幫助工程師避免諸多問題，下面我們來學習下MOS管的正确的選擇方法。
第一步：選用N溝道還是P溝道
為設計選擇正确器件的第一步是決定采用N溝道還是P溝道MOS管。在典型的功率應用中，當一個MOS管接地，而負載連接到幹線電壓上時，該MOS管就構成了低壓側開關。在低壓側開關中，應采用N溝道MOS管，這是出于對關閉或導通器件所需電壓的考慮。當MOS管連接到總線及負載接地時，就要用高壓側開關。通常會在這個拓撲中采用P溝道MOS管，這也是出于對電壓驅動的考慮。
要選擇适合應用的器件，必須确定驅動器件所需的電壓，以及在設計中最簡易執行的方法。下一步是确定所需的額定電壓，或者器件所能承受的最大電壓。額定電壓越大，器件的成本就越高。根據實踐經驗，額定電壓應當大于幹線電壓或總線電壓。這樣才能提供足夠的保護，使MOS管不會失效。就選擇MOS管而言，必須确定漏極至源極間可能承受的最大電壓，即最大VDS。知道MOS管能承受的最大電壓會随溫度而變化這點十分重要。設計人員必須在整個工作溫度範圍内測試電壓的變化範圍。額定電壓必須有足夠的餘量覆蓋這個變化範圍，确保電路不會失效。設計工程師需要考慮的其他安全因素包括由開關電子設備（如電機或變壓器）誘發的電壓瞬變。不同應用的額定電壓也有所不同；通常，便攜式設備為20V、FPGA電源為20～30V、85～220VAC應用為450～600V。
第二步：确定額定電流
第二步是選擇MOS管的額定電流。視電路結構而定，該額定電流應是負載在所有情況下能夠承受的最大電流。與電壓的情況相似，設計人員必須确保所選的MOS管能承受這個額定電流，即使在系統産生尖峰電流時。兩個考慮的電流情況是連續模式和脈沖尖峰。在連續導通模式下，MOS管處于穩态，此時電流連續通過器件。脈沖尖峰是指有大量電湧（或尖峰電流）流過器件。一旦确定了這些條件下的最大電流，隻需直接選擇能承受這個最大電流的器件便可。
選好額定電流後，還必須計算導通損耗。在實際情況下，MOS管并不是理想的器件，因為在導電過程中會有電能損耗，這稱之為導通損耗。MOS管在“導通”時就像一個可變電阻，由器件的RDS（ON）所确定，并随溫度而顯著變化。器件的功率耗損可由Iload2×RDS（ON）計算，由于導通電阻随溫度變化，因此功率耗損也會随之按比例變化。對MOS管施加的電壓VGS越高，RDS（ON）就會越小；反之RDS（ON）就會越高。對系統設計人員來說，這就是取決于系統電壓而需要折中權衡的地方。對便攜式設計來說，采用較低的電壓比較容易（較為普遍），而對于工業設計，可采用較高的電壓。注意RDS（ON）電阻會随着電流輕微上升。關于RDS（ON）電阻的各種電氣參數變化可在制造商提供的技術資料表中查到。
技術對器件的特性有着重大影響，因為有些技術在提高最大VDS時往往會使RDS（ON）增大。對于這樣的技術，如果打算降低VDS和RDS（ON），那麼就得增加晶片尺寸，從而增加與之配套的封裝尺寸及相關的開發成本。業界現有好幾種試圖控制晶片尺寸增加的技術，其中最主要的是溝道和電荷平衡技術。
在溝道技術中，晶片中嵌入了一個深溝，通常是為低電壓預留的，用于降低導通電阻RDS（ON）。為了減少最大VDS對RDS（ON）的影響，開發過程中采用了外延生長柱/蝕刻柱工藝。例如，飛兆半導體開發了稱為SupeRFET的技術，針對RDS（ON）的降低而增加了額外的制造步驟。這種對RDS（ON）的關注十分重要，因為當标準MOSFET的擊穿電壓升高時，RDS（ON）會随之呈指數級增加，并且導緻晶片尺寸增大。SuperFET工藝将RDS（ON）與晶片尺寸間的指數關系變成了線性關系。這樣，SuperFET器件便可在小晶片尺寸，甚至在擊穿電壓達到600V的情況下，實現理想的低RDS（ON）。結果是晶片尺寸可減小達35%。而對于最終用戶來說，這意味着封裝尺寸的大幅減小。
第三步：确定熱要求
選擇MOS管的下一步是計算系統的散熱要求。設計人員必須考慮兩種不同的情況，即最壞情況和真實情況。建議采用針對最壞情況的計算結果，因為這個結果提供更大的安全餘量，能确保系統不會失效。在MOS管的資料表上還有一些需要注意的測量數據；比如封裝器件的半導體結與環境之間的熱阻，以及最大的結溫。
器件的結溫等于最大環境溫度加上熱阻與功率耗散的乘積（結溫=最大環境溫度+［熱阻×功率耗散］）。根據這個方程可解出系統的最大功率耗散，即按定義相等于I2×RDS（ON）。由于設計人員已确定将要通過器件的最大電流，因此可以計算出不同溫度下的RDS（ON）。值得注意的是，在處理簡單熱模型時，設計人員還必須考慮半導體結/器件外殼及外殼/環境的熱容量；即要求印刷電路闆和封裝不會立即升溫。
雪崩擊穿是指半導體器件上的反向電壓超過最大值，并形成強電場使器件内電流增加。該電流将耗散功率，使器件的溫度升高，而且有可能損壞器件。半導體公司都會對器件進行雪崩測試，計算其雪崩電壓，或對器件的穩健性進行測試。計算額定雪崩電壓有兩種方法；一是統計法，另一是熱計算。而熱計算因為較為實用而得到廣泛采用。除計算外，技術對雪崩效應也有很大影響。例如，晶片尺寸的增加會提高抗雪崩能力，最終提高器件的穩健性。對最終用戶而言，這意味着要在系統中采用更大的封裝件。
第四步：決定開關性能
選擇MOS管的最後一步是決定MOS管的開關性能。影響開關性能的參數有很多，但最重要的是栅極/漏極、栅極/源極及漏極/源極電容。這些電容會在器件中産生開關損耗，因為在每次開關時都要對它們充電。MOS管的開關速度因此被降低，器件效率也下降。為計算開關過程中器件的總損耗，設計人員必須計算開通過程中的損耗（Eon）和關閉過程中的損耗（Eoff）。MOSFET開關的總功率可用如下方程表達：Psw=（Eon+Eoff）×開關頻率。而栅極電荷（Qgd）對開關性能的影響最大。
